双闭环直流调速系统

双闭环直流调速系统姓名：学号：专业：电气工程及其自动化日期：

2015年12月23日

摘要

直流电动机具有良好的起动、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛的应用。该系统中设置了电流检测环节、电流调节器以及转速检测环节、转速调节器，构成了电流环和转速环，前者通过电流元件的反馈作用稳定电流，后者通过转速检测元件的反馈作用保持转速稳定，最终消除转速偏差，从而使系统达到调节电流和转速的目的。该系统起动时，转速外环饱和不起作用，电流内环起主要作用，调节起动电流保持最大值，使转速线性变化，迅速达到给定值；稳态运行时，转速负反馈外环起主要作用，使转速随转速给定电压的变化而变化，电流内环跟随转速外环调节电机的电枢电流以平衡负载电流。 关键词：双闭环，转速调节器，电流调节器

双闭环直流调速系统的设计

双闭环直流调速系统中设置了两个调节器, 即转速调节器(ASR)和电流调节器(ACR), 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈。

两者之间实行嵌套连接，且都带有输出限幅电路。转速调节器

*ASR的输出限幅电压Uim决定了电流给定电压的最大值；电流调节器

ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。

由于调速系统的主要被控量是转速, 故把转速负反馈组成的环作为外环, 以保证电动机的转速准确跟随给定电压, 把由电流负反馈组成的环作为内环, 把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE，这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

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电流检测Ui给定电压Un*+-ΔUnUn速度调节器Ui*-+电流调节器Uc三相集成触发器三相全控桥Ud直流电动机n转速检测

双闭环直流调速系统框图

双闭环直流调速系统电路原理图

一．本设计预设的参数

直流电动机：220V，136A, 1500r/min, Ce=0.136Vmin/r 晶闸管装置放大系数：Ks=40 电枢回路总电阻：R=0.5欧

时间常数：Tl=0.015s, Tm=0.2s, 转速滤波环节时间常数Ton取0.01s 电压调节和电流调节器的给定电压为8V

系统稳态无静差，电流超调量σi≤5%; 空载启动到额定转速时的转速超调量σn≤10%。

二．平波电抗器的选择：

2.1平波和均衡电抗器在主回路中的作用及布置

晶闸管整流器的输出直流电压是脉动的，为了限制整流电流的脉动、保持电流连续，常在整流器的直流输出侧接入带有气隙的

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电抗器，称作平波电抗器。

在有环流可逆系统中，环流不通过负载，仅在正反向两组变流器之间流通，可能造成晶闸管过流损坏。为此，通常在环流通路中串入环流电抗器（称均衡电抗器），将环流电流限制在一定的数值内。

电抗器在回路中位置不同，其作用不同。对于不可逆系统，在电动机电枢端串联一个平波电抗器，使得电动机负载得到平滑的直流电流，取合适的电感量，能使电动机在正常工作范围内不出现电流断续，还能抑制短路电流上升率。 2.2平波电抗器选择

电抗器的主要参数有额定电抗、额定电流、额定电压降及结构形式等。

计算各种整流电路中平波电抗器和均衡电抗器电感值时，应根据电抗器在电路中的作用进行选择计算。 a)从减少电流脉动出发选择电抗器。 b)从电流连续出发选择电抗器。 c)从限制环流出发选择电抗器。

此外，还应考虑限制短路电流上升率等。

由于一个整流电路中，通常包含有电动机电枢电抗、变压器漏抗和外接电抗器的电抗三个部分，因此，首先应求出电动机电枢（或励磁绕组）电感及整流变压器漏感，再求出需要外接电抗器的电感值。 1）

UN3LK10D直流电动机电枢电感：DmH

2pnNIN式中UN——直流电动机的额定电压（V）;

IN——直流电动机的额定电流（A）; ——直流电动机的额定转速（rpm/min）;

nNP——直流电动机的磁极对数；

3

KD——计算系数。一般无补偿电动机取

机取6~8，有补偿电动机取5~6。

8~12，快速无补偿电动

2）整流变压器的漏感。整流变压器折合二次侧的每相漏感：

LTKTUdl式中

U2（mH） INKT——计算系数，三相全桥取3.9，三相半波取6.75；

Udl——整流变压器短路电压百分比，一般取0.05~0.1；

U2——整流变压器二次相电压（V）;

IN——直流电动机额定电流（A）。

3）保证电流连续所需电抗器的电感值。当电动机负载电流小到一定程度时，会出现电流断续的现象，将使直流电动机的机械特性变软。为了使输出电流在最小负载电流时仍能连续，所需的临界电感值

L1可用下式计算：

U2L1K1（mH）

Idmin式中

K1——临界计算系数，三相全控桥0.693；

U2——整流变压器二次相电压（V）;

Idmin——电动机最小工作电流（A）,一般取电动机额定电流的

5%~10%。

实际串联的电抗器的电感值LpL1(LDNLT)

式中 N——系数，三相桥取2，其余取1。

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4）限制电流脉动所需电抗器的电感值。由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，该脉动电流可以看成是一个恒定直流分量和一个交流分量组成的。通常负载需要的是直流分量，而过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增加。因此，应在直流侧串联平波电抗器以限制输出电流的脉动量。将输出电流的脉动量限制在要求的范围内所需要的最小电感量

L2：

U2L2K2siIdmin式中

（mH）

K2——临界计算系数，三相全控桥1.045；

si——电流最大允许脉动系数，通常单相电路取20%，三相电路取

5%~10%；

U2——整流变压器二次侧相电压（V）;

Idmin——电动机最小工作电流（A）,取电动机额定电流的

5%~10%。

实际串接的电抗器

Lp的电感值：

LpL2(LDNLT)(mH)

式中 N——系数，三相桥取2，其余取1。 2.3均衡电抗器选择: 限制环流所需的电抗器

LR的电感值：

U2LRKRIR（mH）

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式中KR——计算系数，三相全控桥0.693；

IR——环流平均值（A）;

U2——整流变压器二次侧相电压（V）。 实际串接的均衡电抗器LRA的电感值：

LRALRLT（mH）

三．整流变压器的选择

整流变压器一次侧接交流电网，二次侧连接整流装置。整流变压器的选择主要内容有连接方式、额定电压、额定电流、容量等。 3.1整流变压器的作用和特点

1）整流变压器的作用：变换整流器的输入电压等级。由于要求整流器输出直流电压一定，若整流桥路的交流输入电压太高，则晶闸管运行时的触发延迟角需要较大；若整流器输入电压太低，则可能在触发延迟角最小时仍不能达到负载要求的电压额定值。所以，通常采用整流变压器变换整流器的输入电压等级，以得到合适的二次电压。实现电网与整流装置的电气隔离，改善电源电压波形，减少整流装置的谐波对电网的干扰。

2）整流变压器的特点：由于整流器的各桥臂在一周期内轮流导通，整流变压器二次绕组电流并非正弦波（近似方波），电流含有直流分量，而一次电流不含直流分量，使整流变压器视在功率比直流输出功率大。当整流器短路或晶闸管击穿时，变压器中可能流过很大的短路电流。为此要求变压器阻抗要大些，以限制短路电流。整流变压器由于通过非正弦电流引起较大的漏抗压降，因此它的直流输出电压外特性较软。整流变压器二次侧可能产生异常的过电压，因此要有很好的绝缘。 3）整流变压器的联结方式 3.2.整流变压器二次相电压的计算

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1）整流变压器的参数计算应考虑的因素。由于整流器负载回路的电感足够大，故变压器内阻及晶闸管的通态压降可忽略不计，但在整流变压器的参数计算时，还应考虑如下因素： a)最小触发延迟角min：对于要求直流输出电压保持恒定的整流装置，应能自动调节补偿。一般可逆系统的min取30°~35°，不可逆系统的min取10°~15°。

b)电网电压波动：根据规定，电网电压允许波动范围为+5%~-10%，考虑在电网电压最低时，仍能保证最大整流输出电压的要求，通常取电压波动系数b=0.9~1.05。 c)漏抗产生的换相压降UX。

d)晶闸管或整流二极管的正向导通压降nU。 2)二次相电压U2的计算

U2UdmaxnUTIAcosminCUsh2I2N

Udmax—负载要求的整流电路输出的最大值；

UT—晶闸管正向压降，其数值为0.4—1.2V，通常取UT1V；

n—主电路中电流回路晶闸管的个数；

A—理想情况下0时，整流输出电压Ud与变压器二次侧相电压Ud之比；

C—线路接线方式系数；

—电网电压波动系数，通常取0.9；

min—最小控制角，通常不可逆取min1020；

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Ush—变压器短路电压比，100Kv以下的取Ush0.05；

Umax220V—变压器二次侧实际工作电流额定电流之比；

9.,min10,已知Umax220V，取UT1V、n2，查表得A2.34，取0Ush0.05,

U2I21,查表得C0.5代入上式得： I2NU22021110V，应用式U2(1~1.2)d，查表得

AB2.340.9(0.9850.50.05)U2(11.2)A=2.34，0.9，Bcos0.985，

220106127V

2.340.90.985取KI0.816U2110V，电压比K1U13803.45 U2110（2）一次和二次向电流I和I2的计算

I1KI1Id，I2KI2Id由表得KI10.816，KI20.816，考虑励磁电流和变

压器的变比K，根据以上两式得：

（3）变压器的容量计算

(4)晶闸管参数选择

由整流输出电压UdUN220V，进线线电压为110V，晶闸管承受的

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最大反向电压是变压器二次线电压的电压峰值，即：晶闸管承受的最大正向电压是线电压的一半，URM23U2269.5V，

即：UFM1223U2134.7V。考虑安全裕量，选择电压裕量为2倍关系，电流裕量为1.5倍关系，所以晶闸管的额定容量参数选择为：

UVTN2269.5V539VIVTN1.526.4A39.6A

3.3整流器件的选择：

晶闸管选择：晶闸管的选择主要是根据整流的运行条件，计算晶闸管电压、电流值，选出晶闸管的型号规格。在工频整流装置中一般选择KP型普通晶闸管，其主要参数为额定电压、额定电流值。 （1） 额定电压UTn选择应考虑下列因素： 1） 2）

分析电路运行时晶闸管可能承受的最大电压值。

考虑实际情况，系统应留有足够的裕量。通常可考虑2~3倍的安全裕量。即

UTn(2~3)UTM

式中UTM——晶闸管可能承受的最大电压值（V）.

当整流器的输入电压和整流器的连接方式已确定后，整流器的输入电压和晶闸管可能承受的最大电压有固定关系，常采用查计算系数表来选择计算，即

UTn(2~3)KUTU2

式中

KUT——晶闸管的电压计算系数；

U2——整流变压器二次相电压（V）。

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3)按计算值换算出晶闸管的标准电压等级值。 （2）额定电流

IT(AV)选择：晶闸管是一种过载能力较小的元件，选择额

定电流时，应留有足够的裕量，通常考虑选择1.5~2倍的安全裕量。

1）通用计算式：

IT(AV)IT(1.5~2)1.57

式中

IT——流过晶闸管的最大电流有效值（A）。

2）实际计算中，常常是负载的平均电流已知，整流器连接及运行方式

已经确定，即流过晶闸管的最大电流有效值和负载平均电流有固定系数关系。这样通过查对应系数使计算过程简化。当整流电路电抗足够大且整流电流连续时，可用下述经验公式近似地估算晶闸管额定通态平均电流

IT(AV)。

IT(AV)(1.5~2)KITIdmax

式中

KIT——晶闸管电流计算系数；

Idmax——整流器输出最大平均电流（A）;当采用晶闸管作为电枢供电时，

取

Idmax为电动机工作电流的最大值。

四．电流，转速环的设计

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双闭环直流调速动态结构图

双闭环直流调速稳态结构图

系统设计的一般原则是：先内环后外环。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

4.1电流调节器的设计

1.电流环结构框图的化简

在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E≈0。这时，电流环如下图所示。

U*i(s)1T0is+1+-Ui(s)ACRUc(s)KsUd0(s)1/RTl s+1Tss+1T0is+1Id(s)电流环的动态结构框图及其化简（忽略反电动势的动态影响） 11 忽略反电动势对电流环作用的近似条件是

ωc31 TmTl式中ωc-------电流环开环频率特性的截止频率。

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) /，则电流环便等效成单位负反馈系统。

U*i(s)+-T0is+1ACRUc(s)Ks/R(Tss+1)(Tl s+1)Id(s)电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统）

最后，由于Ts和Toi一般都比Tl小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

T∑i = Ts + Toi

三相桥式电路的平均失控时间为Ts0.0017s，电流滤波时间常数本设计初始已给出，即Toi=0.001s

电流环小时间常数之和TiTsToi0.0027s 简化的近似条件为

11 ci3TsToi电流环结构图最终简化成下图。 U*i(s)+-ACRUc(s)Ks/R(Tls+1)(Tis+1)Id(s) 电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理） 图2-23c 12

2电流调节器结构的选择

根据设计要求：稳态无静差,超调量i5%，可按典型I型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器其传递函数为：

WACR(s)Ki(is1) is式中Ki— 电流调节器的比例系数；

i — 电流调节器的超前时间常数。

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择τi=Tl

则电流环的动态结构图便成为图2-5所示的典型形式，其中

KIKiKs iRL/dB-20dB/dec1U*i(s)+K IId(s)-s(Tis+1)T∑i0ci/s-1-40dB/dec

a) b) 校正成典型I型系统的电流环 a) 动态结构图b) 开环对数幅频特性

电枢回路电磁时间常数Tl=0.015s。 检查对电源电压的抗扰性能：

Tl0.015s5.56，参照典型I型系统动态Ti0.0027s抗扰性能指标与参数的关系表2，可知各项指标都是可以接受的。

3.电流调节器的参数计算

转速反馈系数：a=U*mn/nmax=8/1500=0.005

电流反馈系数：β=U*mn/Idm=U*mn/2IN=8/2×40.8=0.087 电流调节器超前时间常数：iTl0.015s。

电流环开环增益：要求i5%时，应取ξ=0.707，KITi0.5， 因此KIwci10.50.5185.19s1（135.1） 2TiTi0.0027s13

ACR的比例系数为Ki4.检验近似条件

KIRi＝1.078

Ks电流环截至频率：ciKI185.19s1 机电时间常数Tm0.2s

1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

11196.1s1ci 3Ts30.0017s满足近似条件。

2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

3满足近似条件。

11354.77s1ci TmTl0.2*0.015s3）电流环小时间常数近似处理条件

1111255.65s1ci

3TsToi30.0017s0.001s满足近似条件。 5.计算调节器电阻和电容

含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器如图所示：

其中Ui*为电流给定电压，Id为电流负反馈电压，Uc为电力电子变换器的控制电压。

含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调

节器

按所用运算放大器取R040k，各电阻和电容值为

RiKiR02.7940k111.6k，取111k CiiRi0.0015F0.14uF，取0.14uF

111103 14

Coi4Toi40.001F0.1uF，取0.1uF 3R04010按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为i4.3%5%。满足设计要求。

4.2转速调节器的设计

1.电流环的等效闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。

KI

s(Tis1)Id(s)1Wcli(s)*KTi21Ui(s)/1Iss1s(Tis1)KIKI忽略高次项，上式可降阶近似为

Wcli(s)11s1KI近似条件可由式

cmin(131c求出 ,)ba1KI cn3Ti式中cn-----转速环开环频率特性的截止频率。

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U*i(s)，因此电流环在转速环中应等效为

1Id(s)Wcli(s)*1Ui(s)s1KI

2.转速调节器结构的选择 电流环的等效闭环传递函数为

1Id(s)Wcli(s)1Ui*(s)s1KI

用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如下图

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所示。

电流环U*n(s)1T0ns+1+IdL(s)Id(s)+-Un(s)ASRU*n(s)11s1KI-RCeTmsn(s)T0ns+1 转速换的动态结构框图及其化简（用等效环节代替电流环）

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成U*n(s)/，再把时间常数为1/KI和T0n的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节。

其中电流环等效时间常数KI2Ti20.00270.0054s，（0.0074s） 则转速环节小时间常数

Tn1Ton0.00540.0050.0104sKI图2-26 转速环的动态结构图及其简化（0.0074+0.01=0.0174S）

则转速环结构框图可简化为下图

U*n(s)IdL(s)+-ASRU*n(s)/Tns+1Id(s)+-RCeTmsn(s)

转速换的动态结构框图及其化简

（等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理）

按照设计要求，选用PI调节器，其传递函数为

WASR(s)Kn(ns1) ns式中Kn----转速调节器的比例系数；

n----转速调节器的超前时间常数。 这样，调速系统的开环传递函数为

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Wn(s)Kn(ns1)KnR(ns1)

nsCeTms(Tns1)nCeTms2(Tns1)KNKnR

nCeTmR令转速环开环增益为则

KN(ns1)

Wn(s)2s(Tns1)不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如下图

U*n(s)+-KN(ns1)s2(Tns1)n(s)

转速换的动态结构框图及其化简 （校正后成为典型Ⅱ型系统）

3.计算转速调节器参数

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h5，则ASR的超前时间常数为

nhTn50.0104s0.052s（5*0.0174=0.087s）

转速开环增益KNh151s21109.47s2（396.4） 22222hTn250.0104(h1)CeTm(51)1.350.120.2 5.75（11.7）

2hRTn250.056.50.0104ASR的比例系数为Kn4.检验近似条件 转速环截止频率cnKN1KNn1109.470.052s157.69s1

1）电流环传递函数简化条件为

1KI1185.191s87.30s1cn 3Ti30.0027满足简化条件。

2）转速环小时间常数近似处理条件为

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1KI1185.191s64.15s1cn 3Ton30.005满足简化条件。 5.计算调节器电阻和电容

含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器如图2-10所示：

含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器

*其中Un为转速给定电压，n为转速负反馈电压，Ui*：调节器的输出是电

流调节器的给定电压。

取R040k，则

RnKnR05.7540k230k，取230k

CnnRn0.052F0.23uF，取0.23uF 323010Con4Ton40.005F0.5uF，取0.5uF 3R04010五.限幅电路

两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。

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双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列

*关系：

nn0 *UUnn

UiUiIdIdL*Ud0CenIdRCeUn/IdLRUcKsKsKs上述关系表明，在稳态工作点上，转速n 是由给定电压U*n决定的； ASR的输出量U*i是由负载电流IdL决定的；

控制电压Uc的大小则同时取决于n 和Id，或者说，同时取决于U*n和IdL。

双闭环直流调速系统的静特性曲线：

n

OIdmId

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六．总结

在启动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，即电流上升阶段、恒流升速阶段和转速调节阶段。从启动时间上看，第二阶段恒流升速是主要的阶段，因此双闭环系统基本上实现了电流受限制下的快速启动，利用了饱和非线性控制方法，达到“准时间最优控制”。带PI调节器的双闭环调速系统还有一个特点，就是转速必超调。在双闭环调速系统中，ASR的作用是对转速的抗扰调节并使之在稳态是无静差，其输出限幅决定允许的最大电流。ACR的作用是电流跟随，过流自动保护和及时抑制电压的波动。启动时，让转速外环饱和不起作用，电流内环起主要作用，调节启动电流保持最大，使转速线性变化，迅速达到给定值；稳态运行时，转速负反馈外环起主要作用，使转速随转速给定电压的变化而变化，电流内环跟随电流外环调节电机的电枢电流以平衡负载电流。

通过这次课程设计，我对双闭环直流调速系统有了更深的认识，加深了理解，是对课堂所学知识的一次很好的应用。我不仅在知识上有了进一步的巩固和提高，在求学和研究的心态上也有了不小的进步。经过这次课程设计，我发现理论知识与实际的区别与结合。总之，在设计过程中，我不仅学到了课本以外的新知识，而且学会了独立的发现，面对，分析，解决新问题的能力。最后要谢谢老师对我们的悉心教导。

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