llc

Fm阶段l(t0t0时刻,谐振电流ilr对Q1的结电容放电完毕,Q1结电容上的电压下降到零,

Q1的体二极管开始导通,使得Q1的漏源电压保持为零,为Q1的ZvS创造了条件。

当Q1的体二极管导通时,谐振电流ilr开始以正弦形式增加,此阶段Lr中的电流

大于LM的电流,两者差值流过变压器的原边,副边整流二极管D1开始导通.

变压器被输出电压籍位,Lm在此过程中恒压充电,只有Lr和cr参与谐振。

阶段2(t1T1时刻，Q1导通。在t1时刻，q1零电压导通。此时Lr中的电流一正弦形式上升，依然大于Lm中的电流，二者的差值流过变压器原边，副边二极管D1仍旧导通，变压器被输出电压嵌位，仍只有lr和cs参与谐振。

T2时，LR和lm中的电流相等，没有电流流过变压器原边副边整流D1自然零电流关段。

输出电压不在被变压器嵌位,Lm成为自由的谐振电感，参与到谐振中，与Lm和Lr Cr组成

串联谐振电路。这个周期要比前一个周期大的多，所以这段时间，原边电流

看作近似不变。

T3时刻Q1关段，Q2也是断开。进入死区。谐振电流给Q1的结电容充电，同时给Q2

的结电容放电，此时Lm中的电流大于Lr中的电流，两者差值流过变压器原边，迫使副边整流二极管D2导通。变压器再次被输出电压嵌位，励磁电流线性上升。

T4时刻谐振电流对Q2的结电容放电完毕，Q2体二极管导通，故为Q2zvs创造了条件。

体二极管导通时，谐振电流iLR开始以正弦的形式增加，此阶段Lm中的电流大于Lr的电流，两者差值流过变压器原边，D2导通。此过程,变压器被输出电压嵌位，只有Lr和CR参与谐振。

T5时刻，Q2零电压导通，此时Lr中电流正弦形势上升，依然小于Lm中的电流，差值流过变压器原边，D2导通。变压器被输出电压嵌位，只有Lr和CR参与谐振。

T6时刻，lr与Lm中的电流相等，无差值，D2零电流关断。Lm成为自由的谐振电感，参与谐振中，谐振周期要比以前谐振周期大得多。故原边电流可以看作近似不变。

T7时刻，Q1Q2均为关段状态，进入死区时间。谐振电流给Q2的结电容充电，同时给Q1的结电容放电。此时Lr中的电流大于Lm，流过变压器原边，迫使D1导通。变压器再次被输出电压嵌位，励磁电流线性上升。T8时刻，Q1结电容放电结束。

由以上的分析可以看到,在开关频率几态,二极管工作于zcs状态,也就是说,所有的器件都实现了软开关.对于开

关管来说,开通损耗几乎为零,关断时谐振电流也比较小,通过合理的设计,关

断损耗也能降到比较小,这样便减小了开关管的开关损耗;对于二极管来说,减

小了反向恢复带来的损耗,同时二极管承受电压是输出电压的两倍,可以选用更

低耐压的二极管(导通压降也低),二极管的通态损耗也降低了。

Fs=F的工作原理

f=天时,各点波形如图3.4所示,这个状态称为完全谐振状态.f二式是

几没有了阶段3和阶段7,此时谐振电流就成了完整的正弦波,副边整流二极管D,、

几中的电流是临界连续的.这个时候,电路各个方面的状态最佳,可以得到更

高的效率,一般在典型输入电压的时候把电路设计在这个状态.

F》fs工作原理

当f>关时,LLC谐振变流器的工作区域被称为Buck区,输出电压将随着

频率的升高而降低,这个工作状态被称为欠谐振状态。图3.5为该状态下各点波

形。一个开关周期的工作过程可分为8个阶段,各工作阶段的等效电路图如图

3.6所示。

t0到t1时刻,lr中的电流大于LM中的电流差值流入变压器。Q1是导通的，副边D1导通Lm被输出电压嵌位，cr和lr谐振，lm励磁电流线性增加.谐振电流ilr增长速度大于ilm。

T1时刻Q1关段，进入死区。谐振电流给Q1的结电容充电，同时Q2放电。此时Lr中的电流大于Lm中的电流，两者差值流过变压器。D1导通。变压器再次被嵌位，CR与lr再次谐振。

T2时刻，q2结电容上的电压下降到0，q2体二极管导通。由于开关频率大于谐振频率

，此阶段中Lr中的电流仍大于Lm中的电流，D1仍导通。此时还是只有Lr与Cr谐振。

此时Lr和Cr上承，受负向电压,谐振电流快速减小。

T3时刻，Q2零电压导通。此时Lr中的电流以正弦形式上升,依然大于气中的电流,二者差值流过变压器原边,副边整流二极管几仍旧导通.变压器被输出电压箱位,凡在此过程中恒

压充电,只有Lr和Cr参与谐振.t4时刻电流相等,阶段4结束.

可见,当f>fs时,Lm始终被输出电压箱位,没有参与谐振。这时候LLC 谐振电路等效于传统的LC串联谐振电路。在此状态下,原边的开关管可以实现

zvs,但是副边的二极管丢失了zcs,其反向恢复过程导致损耗增大。所以一般

不把电路设计在深度欠谐振状态下.

3.3LLC谐振变流器谐振参数的设计

LLC谐振变流器谐振参数的设计主要包括:串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr、励磁电感 Lm的设计。

谐振变流器中包含有一个LC谐振槽路,谐振槽路中各电量(或其有用成分)

为正弦量,并且正弦量的幅值是在大范围内变化的,因此在研究PWM型变流器

中所用的“小纹波近似”的方法在此已经不再适用,这里采用“基波分析”(FHA,

FirstharmonicaPProximation)方法.该方法是假设从输入到输出的能量传递主要

是通过电压电流的傅里叶分析的基波分量来完成,忽略谐波.

根据交流增益函数，在λ=0.15时的交流增益特性曲线,如图3.8所示

从图

中可见,每条增益曲线都是随着频率的增加先增大后减小,并且都过同一点,这

一点的频率等于谐振频率,增益与负载轻重无关,称为负载独立点。这是因为当

开关频率等于谐振频率时,Lr与Cr的阻抗之和为零,所以不管负载如何变化,

交流输入电压都直接加载谐振网络的输出端。还可以看到每条增益频率都有一

拐点频率，这个拐点频率的物理意义是a、b两点间输入阻抗的阻性点。当开关频率

刚好落在拐点频率时，谐振网络等效成一个电阻；当小于拐点频率时，谐振

网络呈容性；当开关频率大于拐点频率时，谐振网络呈感性，有助于原边开关管实现

Zvs。这个拐点频率随着Q值减小而减小。。当Q接近0时,即空载的时候,这个拐点频率等于LLc的本证谐振频率fm:

Llc谐振变流器是通过改变开关管的开关频率来调节输出电压的。但是当

输入电压变化的范围比较大时,谐振变流器工作的频率范围变宽,这对于磁性元

器件和输出滤波都是不利的。但是对于前级连接有PFC的电路而言,就不存在

这个困扰,可以在负载独立点附近进行优化设计。

首先固定λ和Q,讨论变压器变比n。对变流器增益的影响。在负载独立点处，交流增益为1，则直流增益为1/2n。若将变压器的变比n设计得使1/2n小于等于最小直流增益。则变流器始终工作在Fmfs区域内，二极管失去zcs。如果变比n，大于变流器最大增益，工作在f>fs.

当固定λ和N，改变Q值，如下图。随着Q值的增大，增益曲线的拐点频率升高，意味着变流器的工作频率将会变窄。但是增益曲线的峰值变小了,有

可能不能满足增益要求,故设计时Q值应折衷考虑.

当固定Q和N，改变λ值,随着λ的增大,变流器的拐

点频率在增大,峰值增益也在增大,于是工作频率范围变小，于是λ越大越好；

但意味着励磁电感Lm的值就越小，则流过电感的值就越大，由电感能量公式，电感损耗与电流平方、

电感量成正比。若电感减小一半,电感电流的平方值就是变化前的四倍,这样损

耗就是变化前的两倍，从此角度为降低电感损耗，λ越小越好。故需折衷考虑。